撮要

正在高頻通路設想中，能夠采納多種沒有同的傳輸線技能來停止信號的傳輸，如罕見的同軸線、微帶線、帶狀線和波導等。而關于PCB立體通路，微帶線、帶狀線、共面波導（CPW），及介質集成波導（SIW）等是罕用的傳輸線技能。但因為這多少種PCB立體傳輸線的構造沒有同，招致其正在信號傳輸時的場散布也各沒有相反，從而正在PCB資料取舍、設想和使用，尤其是毫米波通路時體現出沒有同的通路功能。白文將以毫米波下通用的PCB立體傳輸線技能開展，議論通路資料、設想等對于毫米波通路功能的反應，以及如何優化。

1. 小引

多少年前，毫米波通路還僅僅用來航天、衛星通訊、通訊回傳等特別專部分畛域。但是，隨著無線通訊技能的飛速停滯，對于更高的數據傳輸速率、更小的傳輸提早、更寬的帶寬等需要驅使毫米波頻段逐步被用正在挪動通訊遮蓋相似，802.11ad WiGig，5G等畛域；隨著自動保險駕御和將來無人駕御技能的停滯，公共汽車對于調焦測速的請求越來越高，毫米波也被運用正在如77GHz的公共汽車警報器畛域。然而，關于設想工事師來說，毫米波通路的設想與廣播段段射頻通路設想具有著明顯的沒有同。毫米波頻段下沒有同傳輸線技能的色散輻照或者高次模、阻抗婚配、信號的饋入技能等都將間接反應通路最終的功能。

2. 罕用傳輸線技能

如圖1中場力線散布，微帶線與GCPW的信號流傳位置上并沒有具有場重量。但因為這兩種傳輸線的電、電場并沒有徹底擴散布于電解質中，有少全體場力線坐落氣氛中；招致信號正在電解質中與氣氛中傳輸的TEM波的相速沒有同，其界線面并沒有能徹底完成相位婚配。因而這兩種傳輸條形式是準TEM波形式。而帶狀線的場力線高低對于稱散布于兩頭層介質中，因而帶狀線的傳輸形式是TEM波形式。

圖1 微帶線，接地共面波導及帶狀線構造與場散布

SIW (Substrate integrated waveguide) 是近年來議論較多，介于微帶與介質填充波導之間的一種新式傳輸線。SIW統籌保守波導和微帶傳輸線的長處，可完成高功能微波/毫米波的立體通路。其構造如圖2所示，SIW由高低兩層非金屬、內外兩排非金屬通孔、以及兩頭填充的介質形成。其將保守波導構造集成正在介質基片中，實踐上是一種介質填充的波導構造。SIW 中的電波被制約正在高低非金屬層和兩排非金屬孔之間的海域流傳。因為直流電的散布狀況，正在SIW中只能流傳TEn0波而沒有能流傳TM 或者TEmn(n≠0)波，與矩形波導類似，SIW 傳輸的主模是TE10模。

圖2 SIW的構造與場散布

多少種PCB立體傳輸線技能有各自的長處和缺欠。相似SIW傳輸線，它存正在如可使用于超高頻段、輻照低、消耗高等長處，但因為其設想難度大、加工艱難、沒有易與其余部件集成等缺欠，使其絕對于于其余多少種傳輸線來說并沒有被寬泛使用。

3. 輻照消耗

關于PCB傳輸線通路，拔出消耗次要囊括介質消耗、超導體消耗、輻照消耗和保守消耗多少個全體，是各族消耗因素的總數。走漏消耗一般是因為信號與地之間構成了走漏直流電而招致的能量的喪失。因為高頻PCB資料存正在較大的體電阻，保守消耗很小，正常能夠疏忽。通路的超導體消耗是傳輸線上信號門路的能量喪失，是由超導體本身的阻抗惹起。介質消耗則是由形成通路的通路資料的耗散因數所決議，取舍絕對于較小的消耗因數資料有益于通路總的拔出消耗的減小。

關于中廣播段段通路，通路的拔出消耗次要由超導體消耗和介質消耗有決議。而隨著通路所使用的頻次的一直降低，信號跨度變短，尤其是正在毫米波頻段，傳輸線的非閉合構造，以及傳輸線的橫截面積與線寬等維持沒有變而使通路的輻照消耗就變得沒有可疏忽。微帶傳輸線雖然絕對于于上述其余三種正在毫米波頻段更簡單發生輻照消耗和雜散模，但因為微帶線存正在的加工簡單、設想容易、情理分寸小、易于集成等諸多長處使得其依然用來毫米波通路。那樣正在毫米波頻段運用微帶線時需求如何停止優化設想呢？

圖3 同種資料沒有同薄厚下微帶線的消耗

通路資料薄厚的升高對于輻照消耗的減小，也能夠看作是減小了通路中寄生雜散形式的發生。通路中所傳輸的信號常常蘊含多個頻次重量。由微波通路實踐曉得，當通路的薄厚或者幅度大于傳輸信號的1/8跨度時，通路將發生雜散模。如圖4所示，當運用的通路資料較厚，設想同一阻抗如50Ω路線也會較寬，假如這一薄厚或者幅度與所傳輸信號中的跨度相比較時，通路的功能就將被好轉。以16.6mil RO4350BTM資料設想的50Ω微帶線為例，這時微帶線的幅度是36mil。這一幅度對于應的1/4跨度的頻次是46.5GHz，而對于應的1/8跨度的頻次是23.8GHz。因而這一通路正在高頻段如46.5GHz時功能較差，而正在小于23.8GHz時的穩定較小、功能較好。

圖4 通路的跨度與雜散模

4. 信號饋入的優化

毫米波頻段傳輸線的優良路線設想和甄拔可使通路的功能失去優化，但要完成更好的功能，傳輸線的信號饋入設想也是無比主要的一度范圍。信號饋入設想歸于通路婚配設想的范圍，優良的饋入設想可使信號能量無消耗和無反照的流入通路中，進一步晉升的通路功能。

4.1 微帶線的信號饋入

微帶線和GCPW的信號超導體均正在通路表層，它們的信號饋入示企圖如圖5所示。當聯接器的核心超導體PIN與信號超導體徹底聯接時，增多了信號饋入點出的庫容性。由傳輸線實踐能夠曉得，微帶線的特點阻抗與通路的感抗成正有關，與容抗呈反有關。通路中庫容性的增多會使路線的阻抗升高，而庫容性的減小（電理性增多）會使路線的阻抗增多。當饋入點處出現較大的庫容性時，能夠經過減小饋入點處路線面積來減小庫容，使其滿意50Ω的徹底婚配；異樣，當饋入點處出現電感時，經過增大饋入點處的面積來增大庫容。梯形線或者突變線是罕用的增大或者減小庫容的形式，GCPW的信號饋入也能夠相反形式優化。

圖5 微帶線/GCPW信號饋入示企圖

選取了Rogers的熱固性資料為例，制造通路停止功能比照的試驗，如圖6所示。左圖是沒有停止優化事先的通路，其饋入點處阻抗遠大于50Ω，出現較大的電理性而在于失配形態；這時通路的帶寬窄，回波消耗正在6.8GHz處已到達-15dB；通路的拔出消耗值也從6.8GHz開端涌現較大的穩定。而右圖是采納突變線停止優化后的通路，其饋入點處的阻抗根本與50Ω相瀕臨。這時通路的帶寬拓展至30GHz左近，并且其拔出消耗也根本維持穩固。因而準確解決通路饋入點電理性或者庫容性的設想，能夠使微帶通路的功能失去了優化。

圖6 微帶線信號饋入優化比照

4.2 GCPW的優化設想

GCPW的信號饋入的優化設想與微帶線根本相反。但因為GCPW的構造與微帶線構造沒有同，GCPW兩側地立體過孔地位對于其功能也具有明顯反應。選取Rogers的RO4350BTM資料設想沒有同GCPW傳輸線，如圖7所示。通路均采納相反的信號饋入設想，沒有同之處正在于接地過孔的地位與距離。從實踐通路的測試看到，三個沒有同通路饋入點阻抗測試根本分歧，存正在較好的饋入點設想。

圖7沒有同接地過孔地位的GCPW功能比擬

4.3 帶狀線的信號饋入和優化

帶狀線的信號饋入設想與微帶線和GCPW有所沒有同。因路線沒有正在通路的表層，因為并沒有能運用表貼式而需求運用PIN針式聯接器停止聯接。如圖8所示，信號的饋入需求經過PTH過孔來實現。其過孔的設想需求思忖過孔大小、孔內銅厚、焊盤大小，孔與接天空之間的距離、以及過孔長短等參數的帶來的反應。實考證實，增多過孔的大小、銅厚、焊盤大小以及過孔長短均使過孔的庫容性增多；而過孔與接天空之間距離增多將會減小過孔的庫容性，增多電理性。帶狀線的信號饋入聯接器經過PIN針聯接過孔的內壁，能夠看著是過孔超導體薄厚增多，招致了過孔的庫容性變大。正在設想和加工中，能夠經過背鉆來移除全體過孔外部超導體孔壁或者增多接地距離的形式，到達減小庫容性的手段。

圖8 帶狀線信號饋入示企圖

選取7.3mil RO4350B LoproTM資料與8mil RO4450FTM半固化片制造了50Ω帶狀線通路，并設想沒有同的信號饋入過孔來評價沒有同設想對于通路功能的反應。比擬兩個測試通路，它們存正在相反的孔壁銅厚和孔與地接地距離，而通路2比通路1有更大的過孔直徑和焊盤。為減小過孔的庫容性，經過背鉆，移除非通路2中必要過孔長短，使通路2比通路1能更好的與50Ω構成優良婚配，如圖9所示。對于兩個通路停止回波和拔出消耗的測試失去，通路2就存正在更寬帶的回波消耗和穩固的拔出消耗值。內中，通路1的帶寬僅有約12GHz，而通路2的帶寬能到達22GHz。按此思緒，進一步對于信號饋入過孔完美，可進步通路的任務帶寬而使用于更高頻次的毫米波通路中。

圖9 沒有同饋入信號過孔設想的帶狀線功能比擬

5. 小結

綜上所述，為使使用于高頻毫米波頻段PCB立體傳輸線技能到達最優的通路功能，需求思忖PCB甄拔和設想等多個反應要素。正在通路設想前的甄拔時，為掌握通路色散或者高次模的發生需求思忖較薄的PCB資料；為升高介質消耗，應選取較低的資料介質消耗；為升高超導體消耗，應運用較潤滑的銅箔等資料從而失去較好的通路傳輸功能。較窄的超導體線寬大易增大加工難度、升高分歧性，而沒有應選用高介電常數資料。正在通路設想進程中，正當取舍沒有同的傳輸線技能，以及優良的信號饋入設想可升高信號能量喪失，減小信號反照，到達優良的饋入點婚配，從而進一步晉升傳輸線通路正在毫米波頻段下的功能。